NCV8852를 사용한 차량용 USB 전원

NCV8852를 사용한 차량용 USB 전원

차량용 인포테인먼트 시스템에서 USB 포트는 표준 장치이다. 최근 대용량 배터리의 휴대용 기기가 많이
사용됨에 따라 이러한 휴대용 기기의 충전을 위해 높은 전력의 USB 포트가 필요하게 되었다. 일반적으로
단일 USB 포트의 출력 전류는 최고 2.5A이다.

Zhen Li ON Semiconductor

차량용 USB 전원의 입력은 차량용 배터리이며 USB 전원의 출력은 5V이다. 차량용 배터리의 전압은 일반적으로 9V∼16V로 다양하지만, 최악의 경우 6V까지 떨어지기도 한다.
대부분의 OEM은 차량용 배터리가 6V로 떨어진 경우에도 USB 전원이 5V 출력을 유지하도록 규정하고 있다. 배터리에서 USB 전원까지의 긴 와이어 거리와 역극성 보호를 고려할 때, USB 전원의 입력 전압은 대체로 6V보다 낮은 약 5.7V이다.
벅(Buck)은 가장 일반적인 스텝다운 DC-DC 컨버터 토폴로지이다. 그림 1은 비동기식 벅을 단순화 한 회로도이다. 이 동작은 그림 2와 같다.
S1이 ON일 때 VIN은 L1을 충전하고 부하에 전류를 공급하며, L1 인덕터의 전압은 VIN－VO가 된다. S1이 OFF일 때 L1은 부하에 전류를 공급하고 L1 인덕터 전압은 －VO가 된다.
안정적인 상태에서 인덕터에 걸리는 평균 전압이 0이라는 Volt-second Balance의 원칙에 따르면 식 (1)과 같이 된다.

식 (2)는 식 (1)을 단순화한 것이다.

일반적으로 원가 절감을 위해 NMOSFET이 S1으로 사용된다. 그러나 USB 전원에서는 PMOSFET을 선택하는 것이 더 좋다.
VIN이 5.7V로 떨어지면 VO는 5V를 유지할 필요가 있으며, 식 (2)에 의해 최대 듀티 사이클을 계산할 수 있다.

이 식에서 88%가 이상적인 값이다. 사실은 그림 3에 나타난 바와 같이 다이오드 D1의 순방향 전압, S1이 ON일 때의 저항 및 L1의 저항을 고려해야 한다. 그림 3에 따르면 S1이 ON일 때 식 (3)과 같이 된다.

IO가 출력 전류인 곳에서 Rdson은 S1의 저항이고 DSR은 인덕터의 저항이다. S1이 OFF일 때 식 (4)와 같이 된다.

여기서 VD는 D1 다이오드의 순방향 전압이다. 따라서 듀티 사이클의 실제 값은 다음 식과 같이 계산할 수 있다.

IO＝2A, VD＝0.3V라고 가정했을 때 Rdson＝50mΩ, DCR＝70mΩ이며 VIN＝5.7V, VO＝5V에서 실제 최대 듀티는 다음과 같다.

S1에서 NMOSFET을 사용하는 경우, 게이트 전압은 NMOSFET을 ON시키기 위해 VIN보다 높아야 한다. 보통은 NMOSFET을 구동시키기 위해 부트스트랩 회로가 사용된다. 부트스트랩 구동 회로의 최대 듀티는 100%에 도달할 수 없으며, 부트스트랩 회로는 비동기식 벅에 대한 경부하에서 문제를 일으킬 수 있다. PMOSFET에서는 100%의 듀티 사이클에 쉽게 도달한다.
100%의 듀티 사이클은 S1이 항상 ON이라는 것을 의미한다. 100% 듀티 사이클 동작에서 출력을 조절하기 위해 필요한 최소 전압은 식 (6)과 같다.

IO＝2A, VD＝0.3V, Rdson＝50mΩ이라고 가정했을 때 DCR＝70mΩ, VO＝5V이며 최소 VIN은 다음과 같다.
VIN＝5＋2×(0.05＋0.07)＝5.24
이것은 VIN이 5.24V로 떨어지더라도 회로가 2A 부하에 5V의 전압을 유지할 수 있다는 것을 의미한다.

‌NCV8852를 기초로 한 USB 전원 설계

NCV8852는 외부 P채널 MOSFET을 구동하는 비동기식 벅 컨트롤러이다. 이 소자는 광범위한 입력 범위를 갖고 있으며 최대 입력 전압은 44V이다. 이 컨트롤러는 훌륭한 과도 응답 및 안정성을 의미하는 내부 기울기 보상 기능의 피크 전류 모드 컨트롤을 사용한다. 주파수는 ROSC 핀에 연결된 외부 저항에 의해 100kHz∼500kHz로 프로그램할 수 있다.

그림 4는 NCV8852의 일반적인 응용 회로를 나타낸 것이다. ISNS 핀은 전류 감지 핀이며 COMP 핀은 회로 보상을 위해 RC 회로에 연결된다.

NCV8852를 사용한 USB 전원 설계에서 입력 전압은 VIN＝5.7V∼16V, 일반적인 입력 전압은 VIN_TYP＝12V, 출력 전압은 VO＝5V, 최대 출력 전류는 IO＝2.5A이다. 그리고 주파수는 fS＝170kHz다. 벅의 최악의 조건은 최대 VIN이고, 인덕터 전류와 인덕터 전류 리플의 피크 값은 최대치이다.

1. 1단계 : 주파수 설정
주파수는 식 (7)과 같이 설정할 수 있다.

ROSC 가 오픈된 상태에서 주파수는 170kHz로 설정된다.

2. 2단계 : 듀티 사이클
최소 듀티 사이클은 다음 식과 같다.

최대 듀티 사이클은 다음 식과 같다.

3. 3단계 : 인덕터의 선택
인덕터는 전류 리플에 의해 결정된다. 보통 전류 리플은 대표적인 VIN에서 최대 출력 전류의 30∼50%로 설정한다.

인덕턴스는 식 (8)과 같다.

＝22.8μH (8)
인덕턴스를 22μH로 설정하면 최대 VIN에서 최대 전류 리플은 식 (9)와 같이 된다.

인덕터의 최대 피크 전류는 식 (10)과 같다.

30%의 여유를 포함하고 있는 인덕터의 DC 전류는 3.2A 이상이 되어야 하며, 인덕터 포화 전류는 3.9A 이상이 되어야 한다. 인덕터는 다음과 같이 선택한다.
WURTH, 744770122, 22μH, DCR : 45mΩ, 최대 DC 전류 : 4.1A, 포화 전류 : 5A

4. 4단계 : 전류 감지 저항 선택
RSNS 는 식 (11)과 같이 계산한다.

V_CL이 전류 한계의 임계 전압일 때 I_CL은 전류 한계치이다. ICL을 최대 피크 인덕터 전류의 1.3∼1.5배로 설정한다. R_SNS＝25mΩ으로 설정하면 전류 한계치는 약 4A가 된다.

5. 5단계 : MOSFET 설정
MOSFET의 드레인과 소스 간 최대 전압은 VINMAX이다. 배터리의 부하 덤프를 고려할 때 MOSFET의 드레인 소스 전압 최대 정격은 40V 이상이 되어야 한다. MOSFET의 전력 손실은 다음 식에 의해 계산한다. 전도 손실은 식 (12), 스위칭 손실은 식 (13), 식 (14)와 같다.

여기서 t_ON은 Q1의 턴온 시간, tOFF는 Q1의 턴오프 시간이다. ISINK는 게이트 드라이버의 Sinking 전류이며, NCV8852의 대표값은 200mA이다.
그리고 I_SCR은 게이트 드라이버의 소스 전류이며 NCV8852의 대표값은 200mA이다.
MOSFET은 Onsemi, NVTFS5116PL, max VDS : 60V, Rdson : 52mΩ@V_gs＝10V, Q_GD : 8nC, 패키지 : u8FL, 기준 열 저항(정션과 주변 사이) θJA:47℃/W인 것으로 선택했다. Q1의 ON 및 OFF 시간 계산은 다음 식과 같이 이루어진다.

V_INMAX에서 전력 손실은 식 (15), 식 (16)과 같다.

V_INMAX에서 총 전력손실은 PLOSS__VINMAX＝378mW이다. V_INMAX에서 최대 정션 온도은 다음과 같이 계산할 수 있다.

TA_MAX가 최대 주위 온도이고 대표값이 85℃일 때, 150℃는 NVTFS5116PL 정션 온도의 최대 정격이다. 최대 정션 온도는 150℃보다 낮은데, 이것은 MOSFET의 성능이 정상적이라는 것을 의미한다.
V_INMIN에서 전력 손실은 다음 식과 같다.

V_INMIN에서 총 전력 손실 P_{LOSS_VINMAX}＝384mW이다. V_INMIN에서 최대 정션 온도를 계산하면 다음과 같다.
‌

라서 NVTFS5116PL을 적용하는 데 이상적이다.

6 : 6단계 : 다이오드의 선택
다이오드의 최대 역전압은 V_INMAX이다. 다이오드의 최대 피크 전류는 인덕터의 최대 피크 전류와 동일하다. 다이오드의 최대 평균 전류는 식 (18)과 같다.
I_{D_AVG_MAX}＝I_O×(1－D_MIN)≈1.7A (18)
일반적으로 다이오드의 최대 순방향 전류는 ID_AVG_MAX의 1.5배가 되어야 한다. 다이오드는 온세미컨덕터의 MBRA340으로 최대 순방향 전류 : 3A, 최대 역전압 : 40V, 패키지 : SMA, 기준 열 저항 θJA : 81℃/W, 2.5A에서 순방향 전압, 100℃는 VD＝0.32V인 제품으로 선택했다. 다이오드의 전력 손실은 식 (19)와 같다.

최대 정션 온도는 식 (20)과 같다.

따라서 MBRA340을 적용하는 데 이상적이다.

7. 7단계 : 출력 콘덴서
출력 전압 리플은 출력 콘덴서의 ESR에 의해 발생되는 부분과 출력 콘덴서의 정전용량에 의해 발생되는 부분으로 구성된다.
정전용량에 의한 출력 전압 리플은 식 (21)과 같다.

ESR에 의한 출력 전압 리플은 식 (22)와 같다.

계산을 단순화하기 위해 총 출력 전압 리플을 다음과 같이 간주한다.

CO 전류의 RMS 값은 식 (24)와 같다..

출력 콘덴서로 전해 콘덴서를 선택한 경우, 전해 콘덴서의 RMS 전류 최대 정격은 ICo(RMS)보다 높아야 한다. 출력으로 22㎌ 세라믹 콘덴서를 선택한 경우, 전압 리플은 다음 식과 같이 된다.

8. 8단계 : 입력 콘덴서
입력 콘덴서의 RMS 전류는 식 (25)와 같다.

입력 콘덴서로 전해 콘덴서를 선택한 경우, 전해 콘덴서의 최대 정격 RMS 전류는 ICin(RMS)보다 높아야 한다.
9. 9단계 : 피드백 저항
피드백 저항은 식 (26)과 같이 계산할 수 있다

VFB는 피드백의 기준 전압이며 NCV8852의 기준 전압 대표값은 800mV이다. RFB1을 10kΩ으로 설정하면 RFB2는 52.5kΩ이 된다.

10. 10단계 : 보상 설정

NCV8852는 피크 전류 모드 제어를 사용한다. 피크 전류모드 제어의 단순한 1차 모델은 그림 5와 같이 보상 설계에 사용되었다.
여기서 RO는 그림 5의 등가 부하 저항이며, VCOMP는 피드백 에러 증폭기의 출력이다. 인덕터의 전류 리플을 무시하면 식 (27)과 같이 된다.

ACSA는 내부 전류 감지 증폭기의 이득이다. VCOMP에서 VO로의 전달 함수는 식 (28)과 같다.

여기에는 하나의 Zero와 하나의 Pole이 있는데, 세라믹 콘덴서를 사용한 경우 ESR에 의해 발생된 Zero는 무시할 수 있다. NCV8852는 전압형 증폭기를 사용한다. 피드백 회로는 그림 6과 같다. VO에서 VCOMP로의 전달함수는 식 (29)와 같다.

여기에는 2개의 Pole과 하나의 Zero가 있는데, CCC가 연결되지 않은 경우 하나의 Pole과 하나의 Zero만 존재한다.
일반적으로 좋은 위상 여유를 얻기 위해서는 루프 이득이 －1의 기울기로 0db를 가로질러야 하며, 식 (30)이 충족되어야 한다.

여기서 FC는 0db를 통과하는 루프 이득의 주파수로, 보통 스위칭 주파수의 1/6보다 낮은 FC로 설정한다.
FRC는 주회로의 Pole이다(VCOMP에서 VO로). AP0는 주회로 전달 함수의 저주파수 이득이고, AEM은 피드백 증폭기의 중간 주파수 이득이다.

식 (31), 식 (32)를 결합하면 RC를 식 (33)과 같이 설계할 수 있다.

FC＝17kHz로 설정했을 때 주어진 값은 다음과 같다.

이렇게 되면 RC는 6.2kΩ이 된다. 일반적으로 RC와 CC의 Zero는 충분한 위상 여유를 갖도록 하기 위해 FRC 근처에 배치된다.

그러므로 다음 식과 같이 된다.