⑪ ‌유연성 뛰어난 입력을 활용함으로써 단일 및 바이폴라 전원으로 AC 결합 간소화

LTC2358은 매우 높은 아날로그 입력 임피던스에 의해서 전통적인 CR 고역 통과 필터를 사용해서 신호들의 AC 결합을 손쉽게 할 수 있다. 예를 들어서 바이폴라 전원들로 VCC= +15V와 VEE = -15V에 0.1μF C0G 또는 박막 커패시터와 접지 리턴 100k 저항을 사용하면 16Hz AC 결합 극점을 구현할 수 있다. 85°C일 때 아날로그 입력 바이어스 전류는 500pA(최대)이다. 그러면 아날로그 입력 오프셋으로 50μV 미만을 기여한다. 

더 높은 임피던스의 CR 네트워크를 사용할 수도 있으나, 대신에 동작 온도 범위의 상한선 쪽에서 바이어스 전류로 인한 오프셋 전압이 더 높아진다. 애플리케이션이 85°C 아래로 동작한다면, 온도가 매 10°C 낮아질 때마다 아날로그 입력 전류는 대략 2.2배의 계수로 낮아질 것이다. 그러므로 실온에서는 훨씬 더 높은 CR 임피던스가 실제적이다. 고온으로 늘어나는 입력 바이어스 전류를 상쇄하기 위해서 플러스 및 마이너스 입력의 저항과 일치하게 아날로그 입력과 직렬로 추가적인 저항을 사용할 수 있다.

단일 전원 AC 결합 애플리케이션에서는 전통적인 AC 결합 CR 네트워크 저항을 바이어스하고 리턴하기 위해서 전압 분할기와 큰 전해 커패시터를 사용해서 중간 전원(mid-supply) 노드를 합성해야 할 수 있다. 그림 1의 AC 결합 회로는 이 중간 전원 노드를 필요하지 않게 한다. CR 네트워크가 VIN+로 AC 결합을 하고 RC 네트워크가 선행하는 신호 컨디셔닝 스테이지나 센서로부터 DC 바이어스를 취한다. 이 또한 단일 전원으로 구동될 수 있다. 

▲ 그림 1. 16Hz 극점을 사용한 AC 결합

LTC2358은 VCC – 4V부터 VEE + 4V에 이르기까지 공통 모드 전압 범위가 매우 넓고 CMRR(200Hz에서 최소 100dB)이 매우 높으므로, 각 아날로그 채널을, 차동 및 공통 모드 성분으로 이루어진 임의적인 아날로그 입력 신호를 처리하도록 설계된 최신 차동 계측 증폭기와 기능적으로 동등한 것으로 만든다. 각 채널의 VIN+ 및 VIN- 입력은 어떠한 저하를 일으키지 않으면서 공통 모드 전압 범위(VEE + 4V ~ VCC – 4V) 내의 어느 지점으로든 부동적일 수 있다. 그러므로 단일 전원 시스템으로 중간 전원 바이어스 노드를 필요로 하지 않고서 AC 결합을 구현할 수 있다.

필터 애플리케이션에는 선형성과 정밀도 면에서 C0G 세라믹 또는 박막 커패시터가 권장된다. X7R 및 X5R 세라믹 커패시터는 피해야 한다. 허용오차가 좋지 않고 전압 계수가 높아서 신호 경로로 비선형성과 왜곡을 유발할 수 있기 때문이다.

AC 결합 네트워크와 아날로그 입력 사이에 위에서 설명한 것과 같은 선택적인 저역 통과 RC 필터를 사용함으로써 입력 신호로부터의 잡음과 간섭을 낮출 수 있다. 

⑫ ‌능동 또는 수동 노치 필터가 DC 파라미터를 저하시키지 않는다

아날로그 신호 경로로 유입되는 주된 간섭 요인 중의 하나는 50Hz 또는 60Hz의 전력선 험(hum)이다. 입력으로 아날로그 회로나 또는 출력 데이터 스트림으로 디지털 계산을 사용해서 노치 필터를 구현할 수 있다. 아날로그 노치 필터의 가장 큰 장점은, 센서나 신호 소스로부터의 다량의 험(hum)을 ADC 입력 범위를 많이 잡아먹지 않는 정도로까지 낮출 수 있다는 것이다. 후속적으로 디지털 필터를 적용해서 어떠한 남아 있는 험(hum)을 제거할 수 있다.

Q=0.25로 험 주파수에 대해서 조율된 전통적인 수동 Twin-T 노치 필터와 10kΩ~100kΩ 대의 비교적으로 높은 임피던스를 사용해서 매우 높은 입력 임피던스(>1000GΩ) 피코암페어 아날로그 입력들을 직접 구동할 수 있다. 더 높은 Q로 더 뾰족한 노치를 원할 때는 LT1352 듀얼 연산 증폭기를 추가함으로써 노치를 Q = 2.5로 더 뾰족하게 할 수 있다. 그림 2의 구성에서는 저전력 LT1352 듀얼 연산 증폭기가 능동 노치 필터 RC 네트워크 내로 AC 피드백만을 제공하며 채널 입력에서 DC 및 AC 정확도에 미치는 영향을 크게 낮추고 있다. 

▲ 그림 2. 선택적인 능동 Q 부스트를 사용한 60Hz(50Hz) 노치 필터

이 토폴로지는 연산 증폭기가 한쪽으로 밀려나 있어서 최소한으로 침습적인 능동 노치 필터로 생각할 수 있다. 연산 증폭기 출력이 신호 경로로 AC 결합되므로 연산 증폭기의 DC 오프셋 전압이 완전히 제거된다. 또한 노치 주파수로부터 떨어진 주파수들은 RC 필터 네트워크에 의해서 연산 증폭기로부터의 왜곡 성분과 잡음이 점증적으로 제거된다. 일차 연산 증폭기의 입력 바이어스 전류가 필터 네트워크 상으로 약간의 오프셋 전압 강하를 일으킨다.

노치 필터는 노치 주파수를 확립하고 노치에서 심도 깊은 제거를 달성하기 위해서 대체적으로 소자 값에 민감하다. 더 좁은 노치 디자인으로 Q가 높을수록 이 민감성은 높아진다. 이러한 이유에서 노치 주파수로 최소한 20dB의 제거를 달성하기 위해서 허용오차 민감성과 노치 심도 사이의 적절한 절충으로서 Q = 2.5를 선택하였다. 그러므로 노치 주파수 정확도와 심도 면에서 도움이 되며 Twin-T 네트워크의 중심 레그로 절반의 저항과 두 배의 커패시터가 아니라 4개의 동일한 저항과 4개의 동일한 커패시터를 사용할 수 있다. 필터 애플리케이션에는 선형성과 정밀도 면에서 C0G 세라믹 또는 박막 커패시터가 권장된다. X7R 및 X5R 세라믹 커패시터는 피해야 한다. 허용오차가 좋지 않고 전압 계수가 높으므로 신호 경로로 비선형성과 왜곡을 일으킬 수 있기 때문이다.

리니어 테크놀로지(Linear Technology)의 무료로 제공되는 LTspice® 시뮬레이터를 사용해서 그림 3 및 그림 4에서와 같은 필터를 설계할 수 있다.

▲ 그림 3. 선택적인 능동 Q 부스트를 사용한 60Hz(50Hz) 노치 필터의

LTspice 시뮬레이션 스키매틱

▲ 그림 4. 선택적인 능동 Q 부스트를 사용한 60Hz(50Hz) 노치 필터의

LTspice 시뮬레이션 결과

다음은 수동 및 능동 노치 필터를 사용해서 LTC2358-18을 구동한 시험 결과이다.

•‌ 수동 노치 필터 성능

2kHz: SNR = 95.6dB, THD = –108dB

61Hz(소자 허용오차에 따른 실제 공진 주파수)로의 제거: –56dB

60Hz로의 제거: –55dB

•‌ LT1352 듀얼 버퍼를 사용했을 때 능동 노치 필터 성능

2kHz: SNR = 95.6dB, THD = –108dB

61Hz(소자 허용오차에 따른 실제 공진 주파수)로의 제거: –42dB

60Hz로의 제거: –35dB

그림 4의 LTspice 시뮬레이션에서는 능동 필터 노치가 수동 필터 노치보다 훨씬 좁다는 것을 알 수 있다. 그러므로 능동 필터는 더 많은 통과 대역들을 건드리지 않고 둔다. 대신에 위의 시험 결과에서 볼 수 있듯이 소자 허용오차로 인한 노치 주파수 변동에 따라서 문제의 주파수로 제거가 더 적게 될 수 있다.

센서

⑬ ‌온도 측정 시에 서미스터 자체 발열로 인한 영향 제거

서미스터는 온도를 비교적 높은 전류 또는 전압으로 변환함으로써, 증폭을 거의 또는 전혀 하지 않고서 손쉽게 디지털화할 수 있다. kΩ 임피던스의 서미스터를 사용해서 LTC2358의 매우 높은 임피던스 버퍼를 손쉽게 구동할 수 있다. 서미스터에서의 이 비교적 높은 전류 또는 전압은 전력을 소모하고 서미스터로 자체 발열을 일으킴으로써 잘못되게 높은 온도인 것으로 보고할 수 있다. 예를 들어서 Victory의 (VECO) 42A29 20k 서미스터는 직경이 0.013인치이고 소산 상수는 0.09mW/°C이다. 그러면 2V 바이어스를 사용해서 정지 공기로 2.2°C의 자체 발열을 예상할 수 있다. 측정된 자체 발열은 약 2°C였다.

물리적으로 작은 서미스터로 정지 기체나 작은 물체처럼 작은 열 덩어리의 온도를 측정하려고 하면 문제가 어려워진다. Victory는 직경이 0.010인치이고 소산 상수가 0.045mW/°C인 더 작은 서미스터도 제공한다. 그러면 예상되는 자체 발열은 4.4°C로 두 배가 된다. 반대로 0.043인치 직경에 0.35mW/°C 소산 상수인 더 큰 서미스터는 예상되는 자체 발열이 0.6°C에 불과하다.

또한 대부분 애플리케이션에서 온도 변화로 인한 서미스터 전압 강하 변동이 서미스터로 각기 다른 정도의 소산을 일으킴으로써, 온도 종속적인 자체 발열에 따라서 실제 온도 측정으로 영향을 미칠 수 있다.

그림 5는 자체 발열로 인한 영향을 보여준다. 단순한 N-채널 MOSFET이 LTC2358의 첫 번째 변환 때까지 서미스터를 단락된 채로 유지한다. /READ에 의해서 M1이 턴오프 되고 난 후에 50ksps 속도로 LTC2358이 온도 측정을 취했다. 매 20μs로 데이터 샘플을 취할 때마다 아주 조금씩의 변화로써 수 초 동안에 누적된 자체 발열이 거의 2°C에 달했다.

▲ 그림 5. 온도 측정 시에 서미스 자체 발열로 인한 영향 제거

/READ로 좁은 듀티 사이클을 사용하면 그림 5의 회로를 사용해서 더 빠르게 온도 측정을 할 수 있다. 이렇게 하면 평균적인 서미스터 자체 발열을 크게 낮출 수 있다. 만약에 측정 샘플을 취하기 위해서 /READ를 5μs 동안 로우(low)로 유지하고 이 프로세스를 매 1ms마다 반복한다면 평균적인 자체 발열을 200배까지 낮출 수 있다. 이처럼 5μs 샘플링 윈도우를 사용하면 서미스터로 최대 40pF의 기생 커패시턴스를 400ns 시간 상수로 18비트로 안정화할 수 있다. 이 시간 상수 계산에는 어떠한 추가적인 서미스터 케이블 커패시턴스를 포함시켜야 한다.

⑭ ‌바이어스 된 포토다이오드를 사용해서 LTC2358을 직접 구동

그림 6에서 보듯이, LTC2358의 피코암페어 입력 아날로그 채널은 포토다이오드와 직렬인 전류 검출 저항 상에서 전압 강하로서 곧바로 포토다이오드의 광전류를 측정할 수 있다. 또한 트랜스임피던스 구성으로 포토다이오드와 함께 LTC6268 연산 증폭기를 사용해서 다이오드로 고정 전압(5V – 4.096V = 0.904V)을 인가할 수 있다. 트랜스임피던스 구성의 애플리케이션에 관해서는 LTC6268 데이터 시트를 참조한다. 이 그림에서 보는 트랜스임피던스 회로 구성에서는 곧바로 전류 검출 저항 상에서 측정을 취하고 있다. 그러므로 연산 증폭기의 오프셋 전압이 측정에 포함되지 않는다. 버퍼 기능을 포함하지 않는 ADC는 트랜스임피던스 증폭기의 반전 입력으로 직접 연결할 수 없다.

▲ 그림 6. 바이어스된 포토다이오드를 사용해서 LTC2358을 직접 구동

⑮ ‌원격 센서와 마이크로전력 전치증폭기를 사용해서 LTC2358을 직접 구동

LTC2358의 피코암페어 입력 아날로그 채널은 전력이 극히 낮은 마이크로전력 연산 증폭기를 사용해서 직접 구동할 수 있으며, 연산 증폭기 출력을 방해하거나 연산 증폭기 전원 전류를 증가시키지 않는다. 예를 들어서 LTC2063 연산 증폭기는 1.4μA의 전원 전류만을 소모하며 원격 배터리 동작 용으로 적합하다. 그림 7은 LTC2063을 City Technology의 산소 센서 용으로 이득이 200인 전치증폭기로 사용하는 것을 보여준다. 이 연산 증폭기는 RC 필터를 통해서 꼬임쌍선 케이블을 구동한다. 이 필터가 연산 증폭기를 케이블의 커패시티브 부하로부터 절연하고 케이블로부터 유입되는 간섭을 차단한다. 그러므로 ADC의 아날로그 입력으로 RC 필터를 필요로 하지 않는다. 하지만 이 전치증폭기 출력과 ADC 사이에 선택적으로 RC 필터링을 추가하면 외부적 잡음과 간섭을 추가적으로 더 낮출 수 있다. 

▲ 그림 7 원격 센서와 마이크로전력 전치증폭기를 사용해서 LTC2358을 직접 구동

Joe Sousa · Andrew Thomas, Clement Wagner of Analog Devices, Inc.

Mark Thoren, Design and Application Engineers, Linear Technology, now part of Analog Devices, Inc.